ANALOG DESIGN ESSENTIALS · CHAPTER 02

米勒反馈与 RHP 零点

从电路方程到教材结论 · 每步必要近似 · 原图与讲解可追溯

本组继承 共同模型与假设。「精确」指指定小信号模型内精确。

米勒电容:完整传输、反馈与右半平面零点

对应:0211、0212、0213。

独立 Physical / Causal SFG Markdown

A. 选取的 SFG 节点及选择理由

源极和衬底接交流地;输入串联 Rs,CF 跨接栅极与漏极,输出保留有限 ro,不添加 CL。iF 从栅极流向漏极,im 和 io 从漏极流向地,iR 从输入源流向栅极。ro = 1/go 只是同一输出电阻的参数换写,不另建 go 支路。

所有量为工作点附近的小信号,电容采用零初始条件的拉普拉斯关系。按局部器件关系选择因果方向,不预先求整体传递函数,也不消元为最少节点图。

节点 类型 选择理由
viv_i(vi) 电压 / V 独立输入电压。
vgv_g(vg) 电压 / V 实际栅极电压,是跨导的控制量。
vFv_F(vF) 电压 / V CF 两端电压,保留器件的差分控制量。
imi_m(im) 电流 / A MOS 跨导电流,保留电压到电流的器件方向。
iFi_F(iF) 电流 / A CF 支路电流,同时参与两个节点的 KCL。
iRi_R(iR) 电流 / A 输入电阻电流,由栅极 KCL 确定。
vRv_R(vR) 电压 / V 输入电阻压降,由电流经 Rs 产生。
ioi_o(io) 电流 / A 输出电阻 ro 的电流,由漏极 KCL 确定。
vov_o(vo) 电压 / V 输出电压,由 ro 将支路电流转换为电压。

B. 独立约束

每行是一个独立局部约束,整理为 y=∑kakxky=\sum_k a_kx_k。右侧的每一项生成一条边;一行分成多条边不等于重复使用约束。

约束 物理来源 定向方程
M1 MOS 跨导源的本构关系 im=gmvgi_m = g_m v_g
M2 CF 端电压定义(KVL) vF=vg−vov_F = v_g - v_o
M3 CF 的本构关系 iF=sCFvFi_F = s C_F v_F
M4 栅极 KCL iR=iFi_R = i_F
M5 Rs 的本构关系 vR=RSiRv_R = R_S i_R
M6 输入串联支路 KVL vg=vi−vRv_g = v_i - v_R
M7 漏极 KCL io=iF−imi_o = i_F - i_m
M8 ro 的本构关系 vo=roiov_o = r_o i_o

电阻只使用 v=Riv=Ri 这一方向,不再同时添加 i=v/Ri=v/R;同一电容的支路电流可以出现在两端节点的 KCL 中,但其本构关系只建一次。 本图保留有限输出电阻以采用“电流 → 电压”的电阻方向。若另取输出电导严格为零的理想模型,应重新分配约束方向,不能直接在图上使用无穷大的电阻。

C. SFG edge list

E01: vg --(gm)--> im    [M1]
E02: vg --(1)--> vF    [M2]
E03: vo --(-1)--> vF    [M2]
E04: vF --(s*CF)--> iF    [M3]
E05: iF --(1)--> iR    [M4]
E06: iR --(Rs)--> vR    [M5]
E07: vi --(1)--> vg    [M6]
E08: vR --(-1)--> vg    [M6]
E09: iF --(1)--> io    [M7]
E10: im --(-1)--> io    [M7]
E11: io --(ro)--> vo    [M8]

D. ASCII SFG

以下按目标节点分组绘制,重复出现的变量名指同一个节点;所有连接均列出。V 为电压节点,A 为电流节点。

vg --(gm)--> im [A]  (M1)

vg --(1)---+
           |
vo --(-1)--+--> vF [V]  (M2)

vF --(s*CF)--> iF [A]  (M3)

iF --(1)--> iR [A]  (M4)

iR --(Rs)--> vR [V]  (M5)

vi --(1)---+
           |
vR --(-1)--+--> vg [V]  (M6)

iF --(1)---+
           |
im --(-1)--+--> io [A]  (M7)

io --(ro)--> vo [V]  (M8)

米勒反馈的 Physical / Causal SFG

图中椭圆为电压节点,圆角矩形为电流节点,双边框为独立输入。每条边显示系数和约束编号;按图中箭头读取方向。

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E. 主要正向通路与反馈环路

  • 主要跨导通路:vi → vg → im → io → vo。漏极 KCL 对 im 取负号,因此这条通路反相。
  • 电容前馈:vi → vg → vF → iF → io → vo。同一个 CF 电流在栅极流出、在漏极流入,两处 KCL 的符号必须一致。
  • 输入电流引起的电阻压降环路:vg → vF → iF → iR → vR → vg,最后一条边为 −1。输出返回 CF 的路径 vo → vF → iF 再影响 io 及输入压降;这是局部物理约束的闭合,不是把电容方程及其反解重复使用。

F. 逐边对应独立约束检查

边 起点 → 终点 系数 唯一来源约束
E01 vg→imv_g\to i_m gmg_m M1:MOS 跨导源的本构关系
E02 vg→vFv_g\to v_F 11 M2:CF 端电压定义(KVL)
E03 vo→vFv_o\to v_F −1-1 M2:CF 端电压定义(KVL)
E04 vF→iFv_F\to i_F sCFs C_F M3:CF 的本构关系
E05 iF→iRi_F\to i_R 11 M4:栅极 KCL
E06 iR→vRi_R\to v_R RSR_S M5:Rs 的本构关系
E07 vi→vgv_i\to v_g 11 M6:输入串联支路 KVL
E08 vR→vgv_R\to v_g −1-1 M6:输入串联支路 KVL
E09 iF→ioi_F\to i_o 11 M7:漏极 KCL
E10 im→ioi_m\to i_o −1-1 M7:漏极 KCL
E11 io→voi_o\to v_o ror_o M8:ro 的本构关系

共 9 个节点、8 个独立约束、11 条边。每个非输入节点只有一个定义方程;每条边属于唯一约束。边系数仅含单个器件的本构参数(包括理想受控源的常数增益)、电容导纳或带符号的 1。

本节输出止于 Physical / Causal SFG,不进一步化为 algebraic SFG。

原有公式推导与必要近似(展开查看)

从实际连接出发

源极接地;RSR_S 串在信号源与栅极之间;CFC_F 跨接栅极与漏极;输出只有 ror_o,不另加 CLC_L。令 GS=1/RSG_S=1/R_S。

两个 KCL:

(GS+sCF)vg−sCFvo=GSvi,(G_S+sC_F)v_g-sC_Fv_o=G_Sv_i, (gm−sCF)vg+(go+sCF)vo=0.(g_m-sC_F)v_g+(g_o+sC_F)v_o=0.

第二式中的 −sCFvg-sC_Fv_g 是从输入向输出的电容前馈,不能在米勒输入等效后遗失。

解出完整模型

二式消元:

av(s)=ro(sCF−gm)1+sCF[RS+ro+gmRSro].a_v(s)= \frac{r_o(sC_F-g_m)} {1+sC_F[R_S+r_o+g_mR_Sr_o]}.

定义 A0=gmroA_0=g_mr_o:

av=−A01−s/ωz1+s/ωp,ωz=gmCF,ωp=1CF[RS+ro+A0RS].a_v=-A_0\frac{1-s/\omega_z}{1+s/\omega_p},\quad \omega_z=\frac{g_m}{C_F},\quad \omega_p=\frac1{C_F[R_S+r_o+A_0R_S]}.

零点在 s=+gm/CFs=+g_m/C_F,位于右半平面。它在幅度上增加 +20+20 dB/decade,却使相位再延迟 90∘90^\circ。 相对低频相位为

Δϕ=−tan⁡−1(ω/ωp)−tan⁡−1(ω/ωz).\Delta\phi=-\tan^{-1}(\omega/\omega_p)-\tan^{-1}(\omega/\omega_z).

所以一个电容可以带来「一个极点加一个 右半平面 零点」的 −180∘-180^\circ 相对延迟,并不代表有两个独立储能状态。

高频极限直接取最高端系数:

av(∞)=roRS+ro+gmRSro=11+gmRS+RS/ro.a_v(\infty)=\frac{r_o}{R_S+r_o+g_mR_Sr_o} =\frac1{1+g_mR_S+R_S/r_o}.

这个值是正的;低频反相、高频前馈同相。教材的正值增益图没有呈现固定的低频负号。

米勒输入等效与教材近似的每一步

对已知 aog=vo/vga_{og}=v_o/v_g,电容输入电流

iF=sCF(vg−vo)=sCF(1−aog)vg.i_F=sC_F(v_g-v_o)=sC_F(1-a_{og})v_g.

低频 aog≃−A0a_{og}\simeq-A_0,所以 CFM≃(1+A0)CFC_{FM}\simeq(1+A_0)C_F。 这是输入端口等效,不是把跨接电容删掉后的完整二端口等效。

步骤 原式 → 简式 条件与理由 失效例
M1 1+A0→A01+A_0\to A_0 A0≫1A_0\gg1,忽略相对 1/A01/A_0 的 1 小增益
M2 RS+ro+A0RS→A0RSR_S+r_o+A_0R_S\to A_0R_S A0≫1A_0\gg1 且 gmRS≫1g_mR_S\gg1;分别压低 RSR_S、ror_o 项 理想低阻信号源 RS→0R_S\to0
M3 1−s/ωz→11-s/\omega_z\to1 ω≪ωz\omega\ll\omega_z 靠近零点时相位、增益均不对
M4 1+gmRS+RS/ro→1+gmRS1+g_mR_S+R_S/r_o\to1+g_mR_S RS/ro≪1+gmRSR_S/r_o\ll1+g_mR_S 很小 ror_o 且小跨导

经 M2、M3 才得到

BW≃12πRSA0CF,GBW≃12πRSCF.BW\simeq\frac1{2\pi R_SA_0C_F},\qquad GBW\simeq\frac1{2\pi R_SC_F}.

若要进一步把此 GBW 当交越频率,还须大增益及交越远低于零点。未作 M2 时,A0fpA_0 f_p 仍含器件参数。

数值核对

完整式与近似比较

图上同时画精确模型、米勒单极点近似与相对相位;频带逼近零点后,单极点近似的相位偏差会显现。

例图参数:gm=2g_m=2 mS、ro=50r_o=50 kΩ、RS=10R_S=10 kΩ、CF=0.5C_F=0.5 pF。垂直虚线为 fz=gm/(2πCF)f_z=g_m/(2\pi C_F);相位以低频反相值为基准。

来源对照

幻灯片 PDF 页 书本页 讲解所在 PDF 页
0211 55 56 55
0212 55 56 55
0213 56 57 56

Spectre 仿真结果

本推导组的代表模型已完成 Spectre 验证;覆盖范围以所列网表为准,未逐一搭建所有幻灯片电路。

线性 AC 3 · MOS 电路 1 · 极零 1 · 瞬态 0:所列检查全部通过。

案例:miller、miller_low_rs、miller_high_rs、mos_miller、miller

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来源幻灯片与讲解定位(3 张)
原书幻灯片 0211
0211 · PDF 55/书本 56 · 原图及完整讲解
原书幻灯片 0212
0212 · PDF 55/书本 56 · 原图及完整讲解
原书幻灯片 0213
0213 · PDF 56/书本 57 · 原图及完整讲解